發布日期：2022-10-09 點擊率：114
摘要：主要以89C2051單片機為核心，通過雙軸加速度傳感器對汽車的運動狀態數據實時采集，實現對汽車 的智能檢測以及對不同時刻的運動狀態數據做出記錄。系統主要由運動狀態檢測采集器的硬件設計和系統應用 軟件兩大部分組成，采用該裝置提高了檢測精度，降低了成本，簡化了安裝。
關鍵詞：雙軸加速度傳感器，89C2051, A/D轉換，智能檢測
汽車運動狀態的檢測記錄是汽車智能檢測（黑匣 子)采集的主要數據之一，過去一般是通過在汽車傳動 軸、齒輪箱、發動機等部位加裝各種感應傳感器來檢測 汽車的運動狀態，這樣不但引線煩多，改裝困難，而且 易損壞，不易維修。采用由雙軸加速度傳感器組成的數 據采集器只要把該裝置平放在汽車的任何部位，既可 檢測出汽車是否處在加速、轉彎、靜止等狀態。
1 汽車運動狀態檢測采集器的硬件設計
1.1基本硬件結構
汽車運動狀態檢測數據采集器的整個電路主要包 括雙軸加速度傳感器信號采集處理電路、信號放大電 路、模擬濾波等。其基本結構如圖1所示。
圖1硬件結構圖
在汽車的運動過程中，與現場環境相聯系的雙軸 加速度傳感器以及相關處理電路的設計在保證性能的 同時，又要求有較高的可靠性和性能價格比。
1.2加速度傳感器
加速度傳感器從設計原理上可分為壓阻式、壓電式、應變儀式以及伺服加速度計等。從其可靠性和性 能價格比上選用美國ANALOG DEVffiS公司的 ADXL202型壓阻式加速度傳感器，它是一種全信號 調節的加速度計，當電源電壓為5V時，輸出電壓在零 加速度情況下為2.5V，正加速度時產生正向的電壓變化，負加速度時產生反向的電壓變化,對于滿量程范圍小于等于10G的情況，最大非線性度為土2%，輸出電壓與電源電壓成比例關系，電源電壓最大為10.0V， 工作溫度為﹣40C TO +125"C，輸入輸出阻抗為 3.5kΩ,頻率響應 0~300Hz，靈敏度6.0/15.0MV/G。 其工作原理為：由硅框架上的多根梁支撐的一塊經微細加工的硅塊組成，當被支撐的硅塊運動時造成梁內 的應力變化，從而使梁內的壓敏電阻值發生變化。器件 的上下兩端都有硅蓋提供過載制止，并使其對強振動 具有非凡的抵抗力，且壽命很長，體積較小，質量輕。
1.3信號放大電路
如果汽車從零速度在l0s內加速到100m/s，則加速度為1G,因為加速度傳感器的靈敏度為6.0/15.0MV/G，所以采用兩級放大器構成放大電路，其結構如圖2所示。
圖2 電路圖
第一級由和A3組成同相并聯差動運算放 大電路，為了取得最佳的低頻響應，必須把該級的輸入 端直接耦合到加速度傳感器上，因此我們將該級的增益設計得較低，以降小該級的輸入偏流，避免輸出m號 的飄移過大。木木組成同相差動帶增益的電壓跟隨 器，大大提高了電路的輸入阻抗，它對共模信號有很高的抑制比。對差模信號的放大倍數為：
A3為一獨立的差動式放大器，調節Rf可使電阻對稱，減小誤差，進一步提髙共模抑制比，通過計算可得第一級的綜合放大倍數為：
第二級由A3形成同相比例放大電路，其放大倍數為32。
二級放大總的增益為800,由于傳感器的頻繁響 應范圍要求放大器具有〇?300Hz的帶寬，所以利用 第二級放大器A4,通過Q和C2組成有源帶通濾波電 路，以抑制干擾。放大電路中另一個值得注意的問題是 當傳感器位置變動時，由于G的作用可能會引起放大 器的輸出飽和，因此在電路中加人電子開關S。，當放大器輸出飽和時，通過比較器自動驅S。瞬時接通，C1迅速充電,從而使輸出脫離飽和狀態。
在該放大電路的設計中，雖然可使用常規低偏流 運放，但是從實際出發，我們先選用單電源運放如 LM324、LM358、F3140。由于其輸入級差分電路采用 PMOS器件，使它的輸入電阻可髙達1.5M，具有極低的輸入失調電壓，并且可省去調零電路和外接偏置電阻，使整個放大電路變得更為緊湊，調試更為方便，也降低了功耗。
1.4傳感器數據采集器的動態較零
輸入級電路雖然采用了具有補償及自動調零的運 放電路，但并不能完全克服放大 器的零點漂移。當設備連續工作 時，其影響尤為明顯，因此在設 計傳感器數據信號采集的硬件 時，我們還采用了動態校零技校零控制術，取得了良好的效果。使用該技術在硬件電路上只需 作簡單的改動，既可用兩個同步工作的模擬電子開關 如4066、AH5012連接在輸入端與放大器之間，如圖3所示。
以A通道為例，每次正式采樣前，先由CPU發出 校零控制信號使&斷開&接通，接著讀入“零”位信號得V。，并將其存入零位值寄存單元，然后復位校零 控制信號，既使&接通S2斷開，采樣讀入迭加了“零” 位信號的運動信號數據[4。顯然實際的信號采樣值 即為R4 = VAQ-y。。對于模擬電子開關導通電阻引起 的“零”位讀數偏差，由于它是一個穩定的常量,可以通 過實驗分析由軟件編程進一步予以消除。
1.5模擬濾波電路
汽車在運動過程中由于車體本身的震動和點火 線圈產生的高壓干擾信號都會影響數據的正常采集， 該高壓干擾信號通常用低通濾陷器和電源去耦濾除， 而由于車體本身的震動產生干擾信號必須用陷波電路濾除，實踐證明，用 圖4所示的陷波電 路濾除效果較好。其傳遞函數是：
G(S)=1-(KTS/( (TS+1)(ts+1)))
其中：T=RC，t=R1C1，K=R1/R
1.6 A/D轉換（結構框圖如圖5)
圖5中X25045是帶有up監控及看門狗定時器的EEPR0M，4位數碼管由帶串行接口的MC14499 和74HC00驅動。AT89C2051是一種帶2k字節閃速 可編程可擦除只讀存儲器（PER0M)的低電壓，高性 能CM0S8位微處理機。該器件采用ATMEL高密度， 非易失存儲器制造技術制造，與工業標準MCS-51指 令集和輸出管腳相兼容，是一種高效價廉的微處理機。 對于模擬輸入通道的設計串行接口的模數轉換器愈來 愈受到設計者們的關注，串行A/D轉換器接口設計簡 單，芯片體積小，信號線大大減少，易于采取隔離措施， 而且許多串行接口芯片的工作模式可編程，設計靈活， 其中MAXIN公司的二通道14BIT串行ADC MAX110在從串行接口讀取數據的同時還完成下一次轉換過程控制方式數據的寫入（包括轉換啟動控 制），這樣便可實現數據的自動采集，在程序設計時，數據采集進程獨立設計，數據按預先設定的方式自動存 儲到循環隊列中，完成和主進程的數據交換給系統程 序的設計提供了很大的方便。由于過程控制速度要求不高，ADCMAX110轉換時間達10MS，且可編程控 制，精度和速度也可以滿足數據采集的要求。串行 ADC MAX110的轉換方式和標定由芯片控制字確 定，控制字確定了MAX110 A/D轉換的通道、速度等各種工作方式，MAX110的控制字包含：轉換時間控 制、SCLK與過采樣頻率的比率控制、輸入通道選擇、 增益標定控制、內部振蕩器掉電控制、模擬部分掉電控 制、每次轉換按新送入的控制字工作。MAX110采用 與SPI QSPI串行接口通信協議兼容的串行接口標 .準，當微處理器檢測到MAX110轉換完標志BUSY變高 時AD中斷產生，中斷服務程序首先將串行時鐘信號 SCLK初始化為零，再將MAX片選信號CS置低，開始 串行數據的全雙工傳輸，單片機送MAX110轉換命令 字，同時接收MAX110轉換結果，數據的發送和接受 過程是：首先，CPU將要送命令字的最高位送到 MAX110接受命令字的引腳DIN，然后將SCLK置 高，MAX110利用SCLK時鐘信號的上升沿將命令字 最高位讀人，微處理機再將SCLK置低，使SCLK出 現下降沿，MAX110在下降沿將轉換結果的第2位送到DOUT引腳，然后CPU將命令字的第2位送到 DIN引腳，再將SCLK置高，MAX110利用SCLK的 上升沿讀入命名字的第2位，微處理機讀入MAX110 轉換結果的第2位。如此循環,直到將16位數據接收 完畢，或低完成數據交換，最后將③引腳置高，當 MAX110的被置高時，MAX110開始新的轉換.轉 換的工作方式由剛接收到命令字確定，微處理器模數 轉換中斷結束,工作時序如圖6所示。
A/D轉換 器MAX110的 啟動包括標定 和轉換控制宇的設置，耗時較長，設計時將 MAX110設置為連續轉換方式，本次轉換啟動下次轉 換，下次轉換的轉換控制字由本次提供，這樣 MAX110就可以連續產生采集數據中斷，實現數據的自動采集。
2 系統應用軟件設計
2.1軟件總體結構
軟件總體結構如圖7所示。
編程所采用的軟件環境Vision for WindowS98。 整個運動狀態 信號數據采集 的軟件采用模 塊化結構，以便于維護和擴充，該軟件主要包括初始化、動態 校零、采樣、并行通訊管理、WDT等常規 模塊，還包括運動狀態信號數 據預處理的專 用濾波軟件模塊。如汽車的高壓點火產生的干擾濾波及漂移濾波等。
2.2交流千擾濾波算法
考慮到傳感器可能接觸的環境因素，在采集到運動信號數據中必然會存在一定的高壓交變干擾信號， 鑒于運動信號的頻譜主要在0~300Hz范圍內，因此不能采用常規的平均濾波或點阻濾波算法，為此我們 選用了適用于運動信號數據的“增量預估"濾波算法， 此濾波算法主要原理是通過三角恒等式和一些采樣數 據，估算出正弦波出現的幅值，經過計算判斷該交流信 號是否存在于采集信號中，如有則減去，使實際運動信 號保存下來。顯然正確預估值干擾信號的幅值是整個 算法的關鍵，其主要依據是利用三角恒等式：
1，2…可以認為&表示工頻正弦干擾信號在一個采樣 周期內的相位變化，由上式可從兩次采樣時相位為夕 和的干擾幅值預估出下一次采樣時相位0+沒的 正弦波干擾信號幅值，將上式乘以振幅可得高頻干擾 信號的差分方程
為了在遞推算法中不斷修正預估值與實際采樣干 擾值的偏差，我們作誤差估計函
式中為可能包含交流干擾的實際采樣值，由 于在兩次采樣間隔內與是十分接近的，從而由上式可知，在算法的初始階段如果估計過大，則 F趨于較大的負值，反之F趨于較大的正值，當F接 近于零時，說明交流干擾信號的預估值接近實際值。因 此在濾波程序中，通過判斷廠的大小就可確定在上加上或減去其修正值當然要適當選擇?如果 取得太小會影響算法的收斂速度，而太大會造成 震蕩，初始干擾幅度我們迭加為0.2MV。
2.3漂移濾波算法
在運動信號數據采集過程中，由于許多因素(如溫 度、電壓不穩等)都可能引起緩慢的偏流深移.目前我 們仿照克服漂移的經典的模擬濾波器，經離散化后得到了漂移濾波算式，調試后取得了滿意的結果。模擬濾波器的傳遞函數為
式中 Ｔ=1.024S .
對上式求Z變換得：
對應的差動方程為
由上式不難編制相應的濾波程序。
3 結束語
應用單片機實現的運動信號數據采集器可以方便地采集并記錄每一時刻的運行記錄。克服了引線的麻煩，通過硬件和軟件所采用的有關技術顯著地改善了 所采集運動信號的品質，實踐表明該智能運動狀態檢 測數據采集器運行穩定，能耗低，具有良好的應用前景。（作者：段杰奇，段毅）
下一篇： PLC、DCS、FCS三大控
上一篇： 結構試驗中用到的傳感
