【導(dǎo)讀】當(dāng)環(huán)境和電路設(shè)計(jì)變量影響輸出時(shí)，要確定具有負(fù)反饋的電路的穩(wěn)定性并非易事。任何錯(cuò)誤的計(jì)算都會(huì)成為電路異常行為（如振蕩和振鈴）的溫床。這就需要采取先發(fā)制人的測(cè)試程序，以最小化輸出波動(dòng)的可能性。
當(dāng)環(huán)境和電路設(shè)計(jì)變量影響輸出時(shí)，要確定具有負(fù)反饋的電路的穩(wěn)定性并非易事。任何錯(cuò)誤的計(jì)算都會(huì)成為電路異常行為（如振蕩和振鈴）的溫床。這就需要采取先發(fā)制人的測(cè)試程序，以最小化輸出波動(dòng)的可能性。不幸的是，這種方法通常是用價(jià)格過(guò)高的高端電子負(fù)載來(lái)執(zhí)行的。本文為業(yè)余愛(ài)好者介紹了一種經(jīng)濟(jì)的選擇-即利用MOSFET的三極管和飽和區(qū)與負(fù)載電阻配對(duì)以提供脈沖電流。
系統(tǒng)穩(wěn)定性簡(jiǎn)介
為什么穩(wěn)定性如此重要？難道人們不能立即獲得現(xiàn)成的知識(shí)產(chǎn)權(quán)（IP），構(gòu)建或制造電路，測(cè)試功能，然后將其啟動(dòng)到預(yù)期的應(yīng)用程序嗎？不幸的是，這種臨時(shí)方法充斥著風(fēng)險(xiǎn)，并伴有潛在的災(zāi)難性后果。要了解這些風(fēng)險(xiǎn)，必須建立一個(gè)關(guān)于穩(wěn)定性含義的牢固基礎(chǔ)。
根據(jù)閉環(huán)反饋系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，通過(guò)將分母等于0來(lái)獲得不穩(wěn)定的條件。因此，當(dāng)系統(tǒng)以“ -1”的增益（即單位增益和180°相位反轉(zhuǎn)）工作時(shí)，整個(gè)傳遞函數(shù)接近無(wú)窮大，從而使該條件成為極點(diǎn)（另一種識(shí)別極點(diǎn)的方法是提取分母的特征值或特征向量）。由于傳遞函數(shù)將頻率作為其因變量，因此很容易假設(shè)設(shè)計(jì)工作頻率遠(yuǎn)離極點(diǎn)的電路將解決該問(wèn)題。但是，這種預(yù)防措施是不夠的。當(dāng)引入負(fù)載和環(huán)境變量時(shí)，傳遞函數(shù)和極點(diǎn)（或極點(diǎn)，如果信號(hào)或系統(tǒng)更復(fù)雜）也會(huì)改變。系統(tǒng)的復(fù)雜性和應(yīng)用進(jìn)一步模糊了穩(wěn)定性的界限。例如，功率轉(zhuǎn)換器裝有許多非線性電路元件和外部寄生元件，這些元件會(huì)導(dǎo)致這種極移。從理論上講，如果不是很繁瑣的話，就不可能在穩(wěn)定和不穩(wěn)定的輸出之間形成鮮明的界限。但是，這并不意味著估計(jì)是不可靠的。只是理論不能完全保證穩(wěn)定性。
根據(jù)上述論點(diǎn)，如果僅對(duì)基本功能進(jìn)行測(cè)試，則該產(chǎn)品極有可能在現(xiàn)場(chǎng)發(fā)生故障。行業(yè)中的一個(gè)場(chǎng)景是客戶對(duì)產(chǎn)品故障的抱怨。最糟糕的是，由于對(duì)失敗產(chǎn)品的嘲諷，該公司將陷入虧損。
測(cè)試不穩(wěn)定的方法
有多種測(cè)量技術(shù)可用于測(cè)試電路是否會(huì)在特定條件下振蕩。優(yōu)先級(jí)取決于可用資源，下面將詳細(xì)討論每種資源。
方法1：從波特圖獲取增益和相位裕度。該方法通過(guò)在頻率上觀察電路的特性響應(yīng)來(lái)通過(guò)判斷領(lǐng)域。需要價(jià)格昂貴的網(wǎng)絡(luò)分析儀或頻率響應(yīng)分析儀，將頻率掃至所需范圍的正弦波與輸出耦合到電路的反饋環(huán)路中。然后同時(shí)測(cè)量增益和相位。回想振蕩發(fā)生在單位增益和180°相移時(shí)，提取20 * log（1）= 0 dB的相位，并取其與180°的差。這是相位裕度。增益也適用相同的方法。增益裕度較不受歡迎，因?yàn)橛懈嗲闆r下相位不超過(guò)180°。更高的利潤(rùn)率意味著在滿足極點(diǎn)條件之前還有更多的回旋余地，從而使電路更穩(wěn)定。
該方法很好地說(shuō)明了每個(gè)變量對(duì)電路頻率響應(yīng)的影響。較高的輸出電容意味著較低的相位裕量，因?yàn)橄辔缓透哳l分量會(huì)被衰減，從而將0dB點(diǎn)推向左側(cè)。設(shè)置對(duì)于測(cè)量的準(zhǔn)確性也至關(guān)重要。如果由于不小心處理連接器和錯(cuò)誤焊接而造成意外寄生元件，則可能會(huì)引入誤差。
方法2：觀察負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。該方法通過(guò)在時(shí)域中觀察電路的特性響應(yīng)來(lái)通過(guò)判斷。根據(jù)電路規(guī)格，以灌電流或拉電流對(duì)輸出進(jìn)行脈沖化。示波器仍然很昂貴，但是比FRA便宜，用于觀察輸出的響應(yīng)。如果觀察到加劇的吉布現(xiàn)象，尤其是沒(méi)有立即衰減的現(xiàn)象，則在該條件附近可能存在極點(diǎn)。下面將對(duì)此方法進(jìn)行更深入的討論。
方法3：使用“ Pease的原理”。一種方法是從著名的模擬IC設(shè)計(jì)人員（特別是運(yùn)算放大器）（又稱帶隙沙皇），已故的Robert Pease（我最初通過(guò)他那令人著迷的豐富專欄“ Pease Porridge”認(rèn)識(shí)的）中借鑒而來(lái)的。大學(xué)）闡述了一種簡(jiǎn)單的電路穩(wěn)定性測(cè)試方法。它涉及用所有頻率的方波對(duì)電路進(jìn)行沖擊。如果電路仍然存在，那么它很堅(jiān)固。電路的弱點(diǎn)也會(huì)浮出水面。該過(guò)程在理論上是明智的，因?yàn)榉讲ǖ念l率內(nèi)容包含在頻域中（還記得方波的傅立葉級(jí)數(shù)還是單位階躍響應(yīng)的傅立葉變換？）。就像上述第一種方法一樣將所有奇異正弦波分量壓縮為方波（而不是單獨(dú)掃描每個(gè)正弦波分量）。我認(rèn)為，這種方法應(yīng)注意一些預(yù)防措施，例如在輸出端使用有功負(fù)載。
仔細(xì)研究負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)
在測(cè)量負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)，可能需要能夠提供更好分辨率的示波器。當(dāng)處理很大的電流時(shí)，電路的輸入電壓值得檢查是否有明顯的下降。這可能會(huì)導(dǎo)致電路的欠壓鎖定（UVLO）觸發(fā)。在這種情況下，實(shí)施4線配置可能會(huì)成功。應(yīng)遵循正確的探針接地，以避免可能引起不穩(wěn)定的假陽(yáng)性的假性過(guò)沖和下沖。
監(jiān)視電流可能是一個(gè)障礙。可用的選項(xiàng)是圍繞一個(gè)電流探頭進(jìn)行多次旋轉(zhuǎn)以實(shí)現(xiàn)低電流，以及用于監(jiān)測(cè)甚至更低電流的感測(cè)電阻器。三軸電纜也可以消除絕緣泄漏的影響。
測(cè)量負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的方法
有多種測(cè)量負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的方法。在以下段落中將詳細(xì)描述每種方法。
使用與電阻串聯(lián)的MOSFET：此實(shí)現(xiàn)可能是本文中描述的最簡(jiǎn)單的方法，涉及在三極管/有源區(qū)中與負(fù)載電阻串聯(lián)工作的MOSFET。負(fù)載電阻的電阻值將決定脈沖電流的高電平。可以用任意波形發(fā)生器或函數(shù)發(fā)生器為MOSFET的柵極提供脈沖。對(duì)于更寬松的規(guī)格（脈沖電流的壓擺率不是大問(wèn)題），可以提供脈沖的任何定制電路都可以。值得注意的是，MOSFET開(kāi)關(guān)必須在三極管區(qū)域內(nèi)，否則它將表現(xiàn)出高阻抗（就像電流源一樣，這是飽和時(shí)的狀態(tài)）。
請(qǐng)記住，為了使三極管區(qū)域中的開(kāi)關(guān)偏置，體-源極電壓必須處于地電位（可以反向偏置，但不能太大，因?yàn)殚撝惦妷阂矔?huì)增加），并且柵極-源極電壓必須更高。比漏極-源極電壓加上閾值電壓高。
圖1.負(fù)載瞬態(tài)測(cè)量中的NMOS電阻對(duì)（左）和PMOS電阻對(duì)（右）的設(shè)置
從圖1可以看出，NMOS位于地面附近，PMOS與VOUT端子相切。這并非偶然，因?yàn)檫@樣的配置使將柵極-源極電壓驅(qū)動(dòng)至三極管區(qū)域變得更加容易。例如，如果將NMOS放置在負(fù)載電阻上方，則其漏極端子將高于地面。解決此問(wèn)題的一種方法是將脈沖電路連接到NMOS漏極而不是接地，或者引入DC偏移。不幸的是，如果脈沖發(fā)生器是具有內(nèi)置接地的儀器，則這是不可能的。
使用電子負(fù)載：市場(chǎng)上有很多電子負(fù)載可以滿足廣泛的測(cè)量要求。當(dāng)然，每種儀器的質(zhì)量都會(huì)隨著成本的降低而下降。但是，即使是最便宜的電子負(fù)載，其價(jià)格也無(wú)法與單個(gè)MOSFET和電阻器的價(jià)格競(jìng)爭(zhēng)（出于業(yè)余愛(ài)好者的目的）。如果是這樣，那為什么還要在這里提及呢？好吧，我將其包括在內(nèi)以供完成，以防萬(wàn)一有人可以為這種工具掏出美元。
對(duì)于瞬態(tài)測(cè)量，可能需要一種支持開(kāi)關(guān)的電子負(fù)載（僅此一項(xiàng)要求就將價(jià)格門檻設(shè)置得過(guò)高）。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負(fù)載為例。要執(zhí)行測(cè)量，請(qǐng)將儀器設(shè)置為“ CR”模式并設(shè)置適當(dāng)?shù)碾娏鞣秶Ｕ?qǐng)務(wù)必牢記每個(gè)范圍的相應(yīng)壓擺率，以避免輸出電壓出現(xiàn)不必要的過(guò)沖（可在儀器的數(shù)據(jù)手冊(cè)中找到）。配置其他所需的其他設(shè)置（例如保護(hù)功能，以避免損壞DUT，軟啟動(dòng)等），并確保接口的極性沒(méi)有接反。
使用在飽和區(qū)工作的功率MOSFET：這種方法是電子負(fù)載背后的基本原理，當(dāng)在飽和條件下工作時(shí)，利用MOSFET的特性作為恒定電流源。這是最方便的，因?yàn)殡娏魅Q于柵極上施加的電壓，而不是外部電阻（更難設(shè)置）。挫折是MOSFET的功耗。由于沒(méi)有負(fù)載電阻，因此MOSFET承受著DUT的額定輸出電壓和負(fù)載電流容量的壓力，可以達(dá)到相當(dāng)高的瓦數(shù)。因此，在這種情況下使用的MOSFET（與先前描述的方法相比）更加昂貴。對(duì)于脈沖負(fù)載，柵極上的高電平電壓必須足夠準(zhǔn)確，以在MOSFET的漏極和源極之間驅(qū)動(dòng)正確的高電平電流。所以，
LTSpice中的負(fù)載瞬態(tài)仿真
以下是針對(duì)USB Type-C的同步電流編程模式連續(xù)傳導(dǎo)模式（CPM-CCM）降壓-升壓轉(zhuǎn)換器的個(gè)人設(shè)計(jì)。
圖2.在LTSpice中繪制的CPM-CCM雙向USB Type-C轉(zhuǎn)換器
作為雙向功率轉(zhuǎn)換器，該電路以三種模式工作：正向降壓，正向升壓和反向降壓模式。電感器的精確模型設(shè)置為10 μH，并為合理的電流紋波而設(shè)計(jì)。MOSFET對(duì)根據(jù)工作模式而交替（四個(gè)不能同時(shí)切換）。提供了有關(guān)轉(zhuǎn)換器操作的全面說(shuō)明，如下所示：
在點(diǎn)1處，作為5V降壓轉(zhuǎn)換器：為了作為降壓器工作，M1必須作為短路（三極管區(qū)域）工作，而M2必須作為開(kāi)路（截止區(qū)域）工作。M3和M4必須設(shè)置占空比，以便將輸入電壓降低至5V。由于使用了NMOS對(duì)，因此M3需要U11（一種輔助低功率隔離式未穩(wěn)壓dc-dc轉(zhuǎn)換器）來(lái)輔助M7的柵極，該輔助轉(zhuǎn)換器有助于U7（此轉(zhuǎn)換器狀態(tài)的高端驅(qū)動(dòng)器）。獲得所需占空比的粗略估計(jì)很簡(jiǎn)單（只需對(duì)降壓使用常規(guī)公式即可），然后進(jìn)行調(diào)整以滿足公差要求。
在點(diǎn)2處，作為20V升壓轉(zhuǎn)換器：為了使該轉(zhuǎn)換器作為升壓轉(zhuǎn)換器工作，M3必須是短路（三極管區(qū)域），而M4必須是開(kāi)路（截止區(qū)域）。這次，M2和M1必須調(diào)整其占空比以產(chǎn)生20V輸出。可以通過(guò)調(diào)高升壓的通用公式并進(jìn)行校準(zhǔn)以滿足公差范圍來(lái)繪制大致數(shù)字。
在點(diǎn)3處，作為5V反向降壓轉(zhuǎn)換器：在這種情況下，晶體管的狀態(tài)與點(diǎn)2相似。唯一調(diào)整的變量是占空比。同樣，可以使用降壓的通用公式來(lái)獲得合理的估算，然后進(jìn)行精煉以滿足公差要求。
開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為250kHz，高端和低端功率MOSFET之間的死區(qū)時(shí)間為100ns。兩個(gè)控制信號(hào)（control1和control2）均已用于控制四個(gè)功率MOSFET的開(kāi)關(guān)時(shí)間。
CPM模塊的內(nèi)部示意圖如下所示：
圖3.顯示的是USB Type-C電源轉(zhuǎn)換器的CPM模塊的內(nèi)部示意圖
控制電壓進(jìn)入“ vc”引腳，而感測(cè)到的電壓進(jìn)入“ vs”引腳。理想的電壓源Varamp使用人工斜坡來(lái)提高穩(wěn)定性并降低失真。U1用作饋送到SR觸發(fā)器的比較器。最終輸出是“ PWM”端子上的脈寬調(diào)制信號(hào)。
為了測(cè)試此USB Type-C轉(zhuǎn)換器的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，如下圖所示，將Rload從8.9歐姆（2.2A）脈沖到6.7歐姆。
圖4.通過(guò)LTSpice中的PWL功能獲得的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)
通過(guò)上一節(jié)中介紹的第三種方法可以獲得類似的結(jié)果。圖5提供了一個(gè)示例電路實(shí)現(xiàn)。比較器U16（LT1013）用作驅(qū)動(dòng)Q1的500Hz弛張振蕩器。這將定義轉(zhuǎn)換器輸出處電流脈沖的時(shí)序。開(kāi)關(guān)波形耦合到R22，并加到由R14的分壓器（Rtop和Rbot）決定的偏移量。U15被配置為反相放大器，因此在M5的柵極之前插入了另一個(gè)反相放大器U14。
圖5.上面顯示了一個(gè)用作動(dòng)態(tài)負(fù)載的電路，其增益可以通過(guò)一對(duì)電位器進(jìn)行調(diào)節(jié)
圖5所示電路的材料清單比起利潤(rùn)豐厚的電子負(fù)載，對(duì)愛(ài)好者來(lái)說(shuō)，是一個(gè)更具吸引力的選擇。零件可以從當(dāng)?shù)氐碾娮由痰攴奖愕刭?gòu)買。有些甚至可以從以前的項(xiàng)目中重復(fù)使用。因此，在測(cè)試電路設(shè)計(jì)的穩(wěn)定性時(shí)，請(qǐng)選擇本文所述的方法。
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