發布日期：2022-10-09 點擊率：95
作者：趙云老師（張飛實戰電子高級工程師）
01概述：
在無刷直流電機控制系統中，位置傳感器（如霍爾傳感器等）雖然為轉子位置提供了最直接最有效的檢測方法，但是它們也使電機的體積變大，需要的信號引線增多，生產成本增加。在某些應用場合（如高溫高壓），位置傳感器的不可靠性更帶來了系統運行失效的風險。因此，人們致力于尋找無刷直流電機無位置傳感器的控制方法。本文將討論包括電機驅動方式、PWM 調制方式、轉子位置檢測方法等無位置傳感器控制的關鍵技術。
02電機驅動方式的選擇：
1、主功率電路驅動方式分析
無刷直流電機可以有多相結構，每種結構都可以用全橋或半橋電路來驅動，而全橋驅動又可分為星形和角形聯結以及不同的通電方式。不同的選擇會使電機及控制系統產生不同性能和成本。以應用最廣泛的三相無刷直流電機為例，便有三相半橋驅動、三相星形全橋驅動、三相三角形全橋驅動等多種方式如下圖一所示：
(a)半橋驅動方式
(b)半橋驅動方式
圖一：無刷直流電機驅動方式示意圖
如上圖一(a)所示，三相半橋驅動電路的特點是簡單，但電機繞組的利用率很低，每個繞組只通電1/3周期的時間，另外2/3時間處于斷電狀態，繞組未能得到充分利用，其運行時轉矩波動較大；對于要求較高的場合，一般采用三相全橋電路，如上圖一(b)所示。
無論電機繞組采用何種聯結方式，三相全橋驅動電路都有兩兩導通和三三導通兩種通電方式。兩兩通電方式是指每一瞬間有兩只開關管導通或調制，每隔60度電角度換相一次，每次換相改變一只開關管的狀態，每只開關管導通120度電角度；三三通電方式是指每一瞬間都有3只開關管同時導通或調制，每隔60度電角度換相一次，每個開關管通電180度電角度。但是在三三通電方式中，對開關管的關斷和導通順序有嚴格的規定，稍有不慎便會造成上下橋臂同時導通，使直流電源短路而燒毀。
綜上分析，本文采用三相星形全橋驅動電路，并采用兩兩導通的通電方式來探討無位置傳感器控制的關鍵技術。
2、六步換相法
無刷直流電機采用兩兩通電的三相星形全橋驅動方式后，每個電周期內換相六次，也即是我們常說的六步換相法。根據通電繞組的不同，將一個電周期平均分成6步，稱為6個區間或6個狀態，換相發生在兩個相鄰狀態的切換瞬間，由開關管的切換完成。六步換相法的原理如下圖二所示。
(a)六步換相每個狀態對應的電流方向
(b)定子繞組反電動勢波形及開關管導通順序
圖二：六步換相原理示意圖
圖二(a)顯示了六步換相中每一步的電流流過電機繞組的方向，圖二(b)顯示了每一步電機繞組的反電動勢波形及開關管的導通情況。各開關管的導通順序是V1V4、V1V6、V3V6、V3V2、V5V2、V5V4、V1V4……當V1和V4導通時，電流從V1流入A相繞組，再從B相繞組流出，經V4流回電源，在這個狀態中，C相繞組是不通電的，即處于懸空狀態。每一狀態上都有兩相繞組通電，另外一相繞組懸空，這是六步換相法的重要特征，我們該篇文章將要討論的無位置傳感器控制就是基于此實現的。
03PWM調制方式：
PWM控制是最常用的電機調速方式，尤其是近年來IGBT和MOSFET等電力電子器件的發展，PWM的調制頻率可達幾十甚至幾百kHz，為電機的寬轉速、快響應靈活調速提供了條件。PWM控制主要是通過PWM波對橋式逆變橋功率管的開關狀態進行調制達到對電流的控制和調節。根據PWM的作用時間和作用的開關管不同，可以將PWM調制分為五種模式。在每個開關管導通的120度電角度的時間內，五種調制模式如下圖三所示。
圖三：120度導通方式下五種PWM調制方式
(1)H_PWM-L_PWM模式：逆變橋上下橋臂采用互補的PWM信號進行調制；
(2)ON_PWM模式：在每個開關管的120度電角度導通空間中，前60度電角度保持恒通，后60度電角度進行PWM調制；
(3)PWM_ON模式：在每個開關管的120度電角度導通空間中，前60度電角度進行PWM調制，后60度電角度保持恒通；
(4)H_PWM-L_ON模式：在每個通電狀態中，處于逆變橋中上橋臂的開關管采用PWM調制，下橋臂的開關管保持恒通；
(5)H_ON-L_PWM模式：在每個通電狀態中，處于逆變橋中上橋臂的開關管保持恒通，下橋臂的開關管采用PWM調制。
在五種調制方式中，上下橋臂同時調制的方式，如H_PWM-L_PWM，稱為“全斬波”調制模式；其他四種調制方式，稱為“半斬波”調制模式。“全斬波”模式的開關損耗和定子繞組的電流脈動均是其他“半斬波”模式的兩倍，而在“半斬波”的四種調制模式里，在上橋換相過程中，PWM_ON模式和H_PWM-L_ON下的轉矩脈動比ON_PWM模式和H_ON-L_PWM模式下的小；在下橋換相過程中，PWM_ON模式和H_ON-L_PWM下的轉矩脈動比ON_PWM模式和H_PWM-L_ON模式下的小。
考慮到控制的簡單性，我們本文選擇最常用的H_PWM-L_ON模式（也被稱為上橋斬波下橋恒通），也即在每個通電狀態中只對上橋臂進行PWM調制，而下橋臂保持恒通。以狀態1為例，AB相導通，當PWM高電平時，V1、V4導通，電源通過V1、V4，電流增加；當PWM低電平時，V1關斷，V4導通，電流通過二極管續流。采用H_PWM-L_ON模式能有效的降低電機的轉矩脈動，特別是在高速情況下。完整的PWM控制信號如下圖四所示。
圖四：PWM控制信號波形圖
04反電勢過零點檢測方法的實現：
對于反電動勢為梯形波的無刷直流電機，通過檢測懸空相電壓的過零點，即可得到懸空相反電動勢電壓的過零點。但是電機的引出線一般只有 A、B、C 三相繞組的引線，能夠直接檢測到的物理量只有端電壓和相電流，因此只有對這些物理量進行處理和運算，才能獲得電機的反電動勢，檢測其過零點。
由于絕大部分電機的中性點并沒有引出，因此無法直接將定子端電壓與中性點電壓進行比較來獲取過零點。針對這種情況，其中一種解決方法就是將端電壓與直流母線電壓的一半進行比較，假定端電壓等于VDC/2 的時候發生反電動勢過零事件，如下圖五所示。這種電路容易實現，只需在繞組引出線上接上比較器即可，故一共需要三個比較器。但是這種方法檢測到的端電壓信號有正負相移，而且大多數情況下電機的額定電壓小于 VDC 電壓，因此反電動勢過零事件并非總發生在 VDC/2 處，故檢測不準確。
圖五：端電壓與直流母線電壓的一半進行比較示意圖
另一種方法是將三相定子端電壓通過電阻分壓網絡來構成虛擬中性電壓，通過比較端電壓與虛擬中性點電壓來獲取反電動勢過零點，如下圖六所示。但是由于電機采用PWM 調速，定子端電壓上都會疊加高頻干擾，影響到反電動勢過零點的獲取。在許多情況下，都是采用電阻分壓并搭配RC低通濾波來實現的，但是這樣會導致反電動勢信號大幅度地衰減，并且會帶來過零點的相移問題，后期要進行相位補償，增加了控制的復雜程度。
圖六：端電壓與虛擬中性點進行比較
由上可見，這些方法都依賴于片外比較器，而且可能存在過零點的相移問題。我們這篇文章在六步換相法和反電動勢過零點檢測方法的基礎上，探討更具針對性而且實現更方便的過零點檢測方法。
由圖二(b)可以看出，在每個狀態中，懸空相的反電動勢正負號都會發生變化，故只要我們檢測到其反電動勢正負號跳變的瞬間，即可捕捉到其過零點。以狀態1為例，此時電流從A相繞組流入，由B 相繞組流出，C相懸空。此時的電機等效電路如下圖七所示：
圖七：狀態1電機等效電路
根據等效電路，A、B 相繞組形成電流回路，C相繞組無電流，可得：
式(1)
式中：va、vb、vc ---- A、B、C 三相端電壓；
R、L ---- 定子繞組等效電阻、電感；
i ---- 定子繞組電流；
ea、eb、ec ---- A、B、C 三相反電動勢；
un ---- 定子繞組中性點電壓。
反電勢是梯形波，在狀態1有ea + eb=0 ，將式(1)前兩式相加，得：
式(2)
對式(2)進行整理，得：
式(3)
由式(1)的第三個式子可得C相反電勢表達式：
式(4)
由式(4)可見，C相反電勢的表達式各項均為三相端電壓，均可直接測量。要檢測 ec過零，只需檢測
的瞬間即可。由于在該狀態1內，ec為下降沿穿越零點，故只需檢測ec從正到負的跳變即可。因此，當三相端電壓的關系滿足
，即是
時，說明 ec出現了過零點。捕捉到過零點后，經過30度電角度，就到達換相點，此時應該將繞組切換至狀態2的通電狀態（正轉情況下），即應該將V4關斷，保持V1導通，并將V6開通，進入狀態2通電狀態。等到狀態2的過零條件滿足時，再延時30度電角度，則應該把開關管的開關狀態切換成狀態3對應的狀態……如此循環往復，便可實現電機的無傳感器運行。
對照狀態1，可以得出其他各狀態的反電動勢過零條件及換相說明，如下表一所示：
表一：各狀態反電動勢過零條件及換相說明
對照圖二和表一可以看出，要實現換相，只需要在檢測到反電勢的過零點再延時30度電角度后，把定子繞組的通電狀態切換為下一區間所對應的狀態就可以了。而這種檢測方法僅僅依賴于端電壓，不需要中性點，也不需要片外比較器，而且運算過程簡單，只需要用單片機的 ADC 模塊對端電壓進行采樣轉換后，就可以在內部進行過零事件的檢測，滿足條件時輸出1，否則輸出0。而由 PWM 調制引起的高頻噪聲對過零檢測的干擾，可以通過基于擇多函數的數字濾波器來消除。
本篇文章我們先講這么多，關于擇多函數數字濾波器的設計，將會在后面的文章中繼續給大家分享。
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無傳感器控制
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本詞條由“科普中國”科學百科詞條編寫與應用工作項目
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。
將無(速度、位置) 傳感器控制分為兩大類 ,即基于交流電機基波模型的無傳感器控制和基于交流電機諧波模型的無傳感器控制方法。
中文名
無傳感器控制
外文名
sensorless control
目錄
1
簡介
2
分類
3
發展
4
分類
5
異步電動機的無傳感器控制
無傳感器控制簡介
編輯
語音
交流驅動系統的無位置傳感器控制與混合動力驅動系統密切相關。不僅是因為機械位置傳感器難于集成且很難封裝在車輛的傳動系內，而且機械位置傳感器非常易碎，容易受到電磁干擾和信號失真的影響。所以應盡量減少列位置傳感器的使用，或者采用恰當的軟件算法以準確跟蹤M/G的轉子位置，并以此來完全替代位置傳感器，這些都將是非常有益的。轉子位置傳感器的退化不僅是保持混合動力M/G系統平滑控制的問題所在，而且位置信號的損毀會對電流和電壓控制器產生干擾，從而導致電機勵磁不平衡，引起振動和噪聲。傳感器的間歇性故障更是危險，因為車輛在行駛過程中遇到坑洼或其他路面干擾時，這種影響可能會反復。研究者已經解決了多種類型電機的無傳感器問題。在說明如何取消位置傳感器之前，首先應明確不同類型的電機需要采用不同類型的轉子位置檢測裝置。同步電機(如永磁電機)需要精確指出轉子磁體的位置，以保證電樞電流與轉子磁通正交。這需要采用絕對位置傳感器，在機械分辨率小于0．2度時可以求解軸角位置。電機的極數越多，對軸角位置的機械分辨率要求就越高。求解機械分辨率為0．176度的軸角位置需要采用11位編碼器或解碼器。另外一個復雜的情況是，求解軸角位置不僅需要11位字長的編碼器，而且當M/G額定轉速達r/rain時，編碼器的比特率非常高。因此需要使用高帶寬解碼器，以確保有足夠的比特率能以快速的更新率向控制器提供更為準確的軸角位置信息。與永磁電機相比，可變磁阻電機和開關磁阻電機對位置檢測的要求更為嚴格。許多ISG的混合動力結構都使用VRM，這種設計。基于6/4凸極模式，兩次、三次或多次重復使用電機凸極。為得到這類凸極電機的定時信號，分辨率應高于0．1度。這類位置傳感器更可能是實驗室級的，(有時可能是精密儀器的質量要求)而非車用環境所要求的堅固耐用的傳感器。
無傳感器控制分類
編輯
語音
Rajashekara等人全面總結了適用于五大主要類型電機的無位置傳感器技術。下表總結了交流電機常見的已研究的或正在研究的無傳感器方法。所有無位置傳感器技術都離不開對電機電流、電壓和環境溫度的精確測量。
無傳感器控制方法總結
無傳感器控制方法總結
異步電機無位置傳感器控制的一種常見形式是測量定子電流和電壓，然后使用這些測量數據以及電機的參數數據來計算轉差．從勵磁頻率中減去轉差頻率就可以得到轉子速度。這種方法是可行的，但遺憾的是它需要純凈的轉子感應電壓。但轉子感應電壓容易含有直流偏量，會影響積分器的輸出。可以使用狀態觀測器來估算轉子磁通．但這樣會受到定子電流和轉子磁通跟蹤誤差的干擾。Yoo和Ha副提出了一種使用主估算器和附加估算器來構建電機轉速估算器的方法。一些研究者試圖減少定子電流微分對估算轉子磁通和電機轉速的影響，而這一技術正受到這些研究人員的追捧。特別是Khalil等人，通過估算交流電流及其衍生電流，就能計算轉子磁通和轉速。該方案使用滑模控制器來測取感應電機的電壓參考信號：以高增益觀測器來實現對定子q軸電流的微分。該技術的功能框圖如下圖1所示。
圖1 功能
上圖所示的控制器不僅可以估算轉子速度，同時還能追蹤車輛高級別控制器發出的磁通和轉矩指令。轉換到同步參考坐標系盼定子電流經高增益觀測器進行處理，這樣可以減小微分器的噪聲。
無傳感器控制發展
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永磁電機的無傳感器控制也非常適用于混合動力驅動系統，不僅是因為永磁電機可以作為主傳動系統的M/G，而且它還適用于其他輔助電力驅動裝置。通常使用軸裝編碼器、旋轉變壓器或者安裝在轉子附近或氣隙中的霍爾效應器件來感測轉子位置。同步電機控制的總體目標是把電機本身作為傳感器進行使用。Blaschke等人提出把轉子磁鏈矢量飽和區應用到定子鐵心，這樣電機作為其自身位置傳感器的目標就得以實現。當電機處于飽和狀態時，電流傳輸方向(從靜止坐標系到同步參考坐標系)與轉子磁鏈矢量相平行，并且增益小于兩者正交的情況，所以通過非對稱性就能夠確定轉子的磁鏈方向。實際工作過程中，定子電流矢量與轉子磁通矢量并行脈動，不會影響電機轉矩。同步磁阻電機的無位置傳感器控制與永磁電機相似。所有控制方法都取決于對電機電流和電壓的精準測量，同時也應適當考慮溫度和電機參數變化造成的影響。從某些方面來講，由于開關磁阻電機相位之間不互相耦合，可以使用非導通相來監測電感變化，所以在沒有位置傳感器時，開關磁阻電機的控制更為容易。其他無位置傳感器控制技術比比皆是。早在19世紀90年代早期．Wisconsin大學就提出采用外差技術對電機進行信號注入和信號檢測。信號注入法已經擴展至異步電機，并且已有具體的應用，通過引入特性修正，如對轉子開口槽進行修正進而引入轉子漏感的空間調制。信號注入和檢測技術見上圖，這種信號注入方法的精度R/D轉換器(軸角轉換器)相似，并且精度獨立于所引人的轉子凸極的實際角度。下圖通過逆變器和特性修正電機(修正轉子的感應電機)或典型的同步電機(同步磁阻或內置式永磁電機)的共同作用對外差過程進行了說明。wt為電機轉子轉速，wc為注入信號頻率，外差過程把頻率分量轉換為±(2wt-wc)，其中載波頻率大約為400Hz，然而在開關頻率為2kHz的逆變器中，載波頻率能達到2kHz。基帶信號是速率控制下電機的頻率指令。低通濾波器(Low Pass Filtering，LPF)提取基帶頻率并用于對電流調節器(同步坐標)的反饋控制；帶通濾波器(Band Pass Filtering，BPF)則從總信號中提取當前位置的調制載波信號以用于對觀測器的反饋控制。
無傳感器控制的信號注入和外差技術
大量的研究結果表明，可以使用遠離被測電機的傳感器來采集電機的轉子位置信息，而且這些傳感器還可用于對其他信息的測量，例如安裝在電池終端的電流傳感器以用于交流發電機的同步整流控制。不論是從耐久性的角度還是從成本因素來考慮，都不允許在車輛交流發電機的上面或者內部安裝電流傳感器。交流發電機的電流紋波是整流二極管的作用結果，它含有交流發電機轉子的相關位置信息，因此可以提取這些位置信息并用于有源整流器組件的控制開關。。由于其他系統，如能源和負載管理系統，需要對電池電流進行檢測，所以這種方法能夠真正實現傳感器配置結構的最小化。反電動勢觀測器用于監測交流發電機的相電壓信息，通過采用觀察窗可以實現對轉子位置的檢測。在觀察窗中，電池直流電流紋波與相電流相連接。發動機轉速和負載的影響會使交流發電機的反電動勢頻率和幅值發生變化，因此需要使用一個非線性的漸近觀測器來估算交流發電機的相電動勢大小。這種方法可以在恒定偏移量內跟蹤交流發電機的轉子位置，并且具有追蹤±1000Hz/s速度變化的動態能力。基于磁鏈技術的永磁電機無位置傳感器控制方法正日益普及。從技術的發展來看，永磁電機的無傳感器技術包括感測反電動勢，即直接感測120。傳導驅動惰性相的反電動勢，并通過對電流電壓積分求解磁鏈的方法，還包括監測逆變器續流二極管導通時間的方法。最近Kim等人提出了一種與速度無關的磁鏈派生新方法。在該方法中，線速度的相關函數包含了電壓和電流的測量值，以及對派生電流的劃分值，得到的結果函數是與速度無關的轉子角度信息，能夠估算低速時的轉子位置。在實驗室環境中．通過此方法來控制四極無刷直流電機(轉速20r/min)。
[1]
無傳感器控制分類
編輯
語音
將無(速度、位置)傳感器控制分為兩大類 ,即基于交流電機基波模型的無傳感器控制和基于交流電機諧波模型的無傳感器控制方法。前者主要基于交流電機的理想模型 ,根據電機方程中轉子位置、轉速和電壓電流的關系估測轉速和轉子位置 ,反電動勢積分、模型參考自適應( M RA S)以及各種觀測器的方法都屬于基波模型的方法;后者主要基于電機結構的物理特性 ,通過轉子處于不同位置時對應的電壓、電流的諧波信號獲得轉子位置和轉速的信息 。兩類方法有各自的特點 ,基于基波模型的方法 ,直接采用電機動態運行中的電壓、電流信號估測轉速和位置。為了提高系統的參數魯棒性 ,采用模型參考自適應系統( M RA S)和觀測器等方法估測轉子轉速和位置 ,另外人工神經網絡辨識方法也應用在基于基波模型的無傳感器控制中。
無傳感器控制異步電動機的無傳感器控制
編輯
語音
異步電動機的矢量控制方案需要速度傳感器或者位置傳感器。由于使用速度傳感器具有如增加成本、可靠性問題、抗干擾問題等缺陷，而且實時計算的成本也越來越低，通過運用狀態估算功能的軟件就可以估算速度和位置值。文獻中已經提出了很多用于定子電壓、相電流和頻率估算速度的方法。利用無速度傳感器得到異步電動機速度的方法，大體上可以分為兩類：·具有轉差補償的開環速度控制；·具有速度估算的閉環控制。第一類方法中，通過控制電動機的同步速度，利用轉差頻率來補償負載變化；第二類方法中，用電動機的估算速度做閉環速度控制的反饋信號。用于異步電動機的無傳感器轉矩控制方法如下：(1)轉差頻率計算方法；(2)用狀態表達式估算速度的方法；(3)磁通估算方法；(4)模型參考自適應系統(MRAS)；(5)觀測器(基于卡爾曼濾波器的觀測器，倫伯格觀測器)方法；(6)速度估算的人工智能方法。
[2]
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永磁同步電機無傳感器控制的新策略，提升轉子位置檢測精度
永磁同步電機的無傳感器控制在低速區域或零速常采用高頻信號注入法。旋轉高頻信號注入法辨識轉子位置，其準確度易受到控制器采樣和計算延時、逆變器輸出或波形畸變引起的延時，以及信號解調過程中濾波器環節產生的延時等因素的影響。北京交通大學電氣工程學院的研究人員郭磊、楊中平、林飛，在2...
2020-02-190
閱讀20
參考資料
1.
（美）約翰M.米勒．混合動力汽車驅動系統：機械工業出版社，2016
2.
高性能交流傳動系統 模型分析與控制
．超星發現[引用日期2017-12-16]
原標題：無位置傳感器的電機控制你知道嗎？看完這篇就懂了
一、前言
電機控制一般使用閉環控制，這就必須使用傳感器，如：霍爾傳感器、編碼盤等。
但是有的應用場合下，難以安裝霍爾傳感器、編碼盤，或者就算是安裝好，也很容易損壞。
霍爾傳感器、編碼盤都屬于位置傳感器。那么，無位置傳感器，是否也能控制電機？
答案是可以的。
二、方案
VBUS測量電機的母線電壓，假設電機由直流50V供電，則測量直流50V；由交220V供電，則測量直流310V。
IBUS測量電機總電流，可用于防過流、電流環控制。
Demand是給定的轉速，用滑動電位器模擬轉速的輸入。
AN3、AN4、AN5引腳，用于測量電機的三相電壓。
這樣一來，沒有了位置傳感器，大大簡化了設備的安裝步驟。但是，會產生另外的一些問題。
電機如何啟動？如何換相？如何調速？
三、硬件
MOS管驅動使用L6388ED，其內部邏輯可以防止高邊和低邊MOS管同時導通。有自舉電容讓高邊MOS導通。
在單片機初始化時，要給L6388ED的自舉電容充電一段時間，否則高邊MOS管可能不導通，或者不完全導通。
L6388ED內部框圖如圖所示。LIN=1，HIN=0，則LVG導通，HVG不導通，Cboot充電。
L6388ED自舉電容的容值可以由手冊上的公式計算得出，我這里控制低速電機，用的是10uF。
一旦自舉電容充完電手，MOS管可以在一段時間內不需要充電，一般是電機每次啟動時充電。
建議使用15V給L6388ED供電，使用12V的話，可能讓MOS不導通或不完全導通，如下圖所示。
測量三相電壓，如下圖所示，NET_W是W相的電壓，而W可以直接接單片機的ADC，C11為100nF電容，該電容可以平滑相電壓，不能去掉，否則無法檢測反電動勢。U相和V相與此類似，這里不再贅述。
平滑之后的波形，呈馬鞍型，如下圖所示。
四、單片機算法
該算法分三個部分，對齊轉子、開環強制換相、利用反電動勢閉環換相。
4.1 對齊轉子。
先給自舉電容充電，然后強制給某一相PWM，讓轉子對齊在一個固定的扇區。
這種方法在絕大多數的情況下都能對齊，若不能對齊，會啟動失敗，此時，重新啟動即可。
對齊轉子的時間不宜過長，針對本文的低速電機，對齊時間約200ms。
4.2 開環強制換相。
這里的開環是指未檢測到反電動勢，強制輸出PWM，并且在預算好的時間換相，從而讓電機轉起來。
換相的方法，不同的電機可能不一樣（如：極數不同），這里使用六步換相，如下圖所示。
其中，+VBUS表示上橋臂給PWM，-VBUS表示下橋臂給高電平導通，斜線表示上、下橋臂均不導通。
上、下橋臂均不導通時，電機會產生反電動勢。
4.3 利用反電動勢閉環換相。
理想情況下，上、下橋臂均不導通時，在電機某一相電壓檢測到反電動勢過零，但是過零時刻和實際要換相的時刻，相差30度角。所以，在檢測到反電動勢過零之后，要延時30度，再換相。
實際情況下，延時的30度還要根據單片機內部的ADC采樣，濾波算法進行補償，這里的補償的角度一般是超前的。
假設超前x度，那么實際換相時刻為(30-x)度。
BEMF就是反電動勢，紅色箭頭指向的是換相時刻，如下圖所示。
但是，ADC采樣的電壓都是正電壓，沒有負，那就需要構造一個虛擬中性點。
把三相電壓加起來取平均值，就是虛擬中性點。如下圖所示。
把虛擬中性點當作是零點，這樣就能做到過零檢測。
虛擬中性點并不是一個恒定值，它的波形如下圖所示，類似正弦波。
檢測反電動勢過零，有兩種方法，一種是比較器，另一種是ADC采樣后濾波。
用比較器的方法，優點是減少單片機的運算量，缺點是增加硬件成本。
用ADC采樣的方法，優點是減少硬件成本，缺點是增加單片機的運算量。
由于這里需要用到的ADC采樣率要求不高（20KHz SPS），所以用單片機內部集成的ADC即可。
這里采用ADC采樣的方法。其濾波算法稱為擇多算法，在另一篇博文再詳細介紹。
五、注意事項
1、ADC要在PWM高電平的中部采樣，可以避免毛刺的干擾。
2、六步換相的步調必須正確，否則無法檢測反電動勢。
六步換相有問題，可能不出現紅圈中的豎線，也可能不出現藍圈中的反電動勢。反電動勢有問題，電機無法加速。
3、可以使用互補的PWM，也可以使用上橋臂為PWM，下橋臂為高低電平。
4、黃色為經過比較器后的波形（非本文使用的方法），藍色為經過電阻分壓和電容濾波后的波形。如下圖所示。
經過比較器后的波形會產生三條豎線，這三條豎線是由于換相引起的，所以在換相時，不判斷過零。在不換相時，去抖，判斷邊沿翻轉即是過零點，此方法比ADC濾波要簡單一些。
5、換相時刻不正確的波形，如下圖所示。
無位置傳感器的電機控制暫時就講解到這里，從上文，大家或許無位置傳感器的電機控制存在影響較大，因此發燒友學院一直在致力于尋找有實戰經驗的硬件教育團隊，聯合一起策劃張飛團隊新推出了一門全硬件無位置馬達驅動器套件的系統培訓課程，希望能幫助硬件工程師們能快速入門學會并在工作中去應用。
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