發布日期：2022-04-17 點擊率：93
【導讀】隨著時鐘速率的提高，利用高速示波器有源探頭測量延時的傳統方法很難獲得準確結果。這些探頭成為高速信號通路的一部分，并造成被測信號的失真，引入誤差。探頭還必須直接置于器件引腳，以消除PCB (印刷電路板)引線長度產生的延時誤差，滿足探頭位置的這一要求是困難而復雜的過程。本文介紹了如何利用TDR (時域反射計)測量降低探頭誤差的方法，有助于提高傳輸延時測量精度。
分析方法
本文基于以下三個前提：
1、利用TDR (時域反射計)減小探頭誤差。TDR通常用來測量信號通路長度與阻抗變化的關系。TDR也是測量傳輸延時的重要工具。
2、避免直接探測。由于加載的原因，有源探頭會使測量變得復雜，并引入誤差。
3、利用一個實例演示這一方法。本文將以MAX9979為例，該芯片為高速引腳電子電路，適合于ATE系統。芯片內部集成了雙路高速驅動器、有源負載以及工作在1Gbps以上的窗比較器。
此處介紹的方法適用于任何高速器件。
TDR原理
TDR測試方法中，沿信號通路傳輸高速信號邊沿，并觀察其反射信號。反射能夠說明信號通路的阻抗以及阻抗變化時信號延時的變化，TDR測試的簡單示意圖如圖1所示。
圖1. TDR原理，TDR測量基于反射系數ρ，其中ρ = (VREFLECTED/VINCIDENT)。最終，ZO = ρ × (1 + ρ)/(1 - ρ)。
從圖1可以得到兩個重要概念：
1、TDLY是我們將要測量的PCB (印刷電路板)引線延時。
2、ZO是被測PCB引線的阻抗。
儀器和評估板
為了測量納秒級的延時，需要非?？斓拿}沖發生器、高速示波器以及高速探頭。我們也可以利用具有TDR測量功能的Tektronix? 8000 (圖2)系列示波器(TDS8000、CSA8000或CSA8200)，配合80E04 TDR采樣模塊使用。本文采用MAX9979EVKIT (評估板)、Hewlett Packard 8082A脈沖發生器和TDS8000/80E04進行演示。圖3所示為MAX9979EVKIT部分電路?？梢赃x擇使用任何具有TDR功能的高速示波器和任何高速差分脈沖發生器，同樣能夠獲得相似結果。
圖2. Tektronix TDS8000系列具有采樣模式的示波器
圖3. MAX9979EVKIT (部分)
分析中將進行以下測量：
從PCB的SMA邊緣連接器DATA1/NDATA1至MAX9979 IC輸入引腳DATA1/NDATA1的延時。從MAX9979的DUT1 (被測器件)輸出通過SMA連接器J18的延時。
連接DUT1輸出至CSA8000的測試電纜延時。
從DATA1/NDATA1輸入至DUT1輸出，通過電纜到達CSA8000的總延時。
最后，計算MAX9979的實際延時。
DATA1/NDATA1輸入建模
由于人們對TDR響應比較困惑，我們首先利用SPICE仿真器構建輸入延時的模型。然后我們將仿真結果與實際測量進行比較，參見圖4。
圖4. 等效輸入原理圖和最終仿真模型
圖4注釋：
PCB引線設定為6in長，阻抗為65Ω。實際上，這是DATA1/NDATA1 PCB引線的真實阻抗。理想情況下為50Ω，但我們從TDR測量結果將會看到該值為63Ω。
NDATA1輸出端接至地。由于DATA1和NDATA1對稱，而且距離MAX9979引腳的長度相同，所以僅測量DATA1的PCB引線。
對信號發生器的12in電纜進行建模，但實際傳輸延時測量證明并不需要這一建模。
DATA1/NDATA1輸入仿真
圖5所示為TPv3的SPICE仿真波形。
圖5. 圖4所示模型的SPICE仿真(節點TPv3)，在MAX9979EVKIT DATA1輸入采集到的數據。
從圖5數據可以得出以下幾點結論：
輸入信號為階躍函數。這次仿真中，階躍幅度為0.5V。以此模擬CSA8000產生的TDR信號。
時間代表模型中不同單元的延時：
a.第1級表示發生器的12in電纜。延時大約為3ns，是實際延時的兩倍。實際電纜延時為1.5ns。
b.第2級表示DATA1 PCB引線。延時大約為2ns，PCB延時為該值的一半，或1ns。
其它延時為脈沖通過DATA1 PCB引線的反射。
Y軸反映了不同元件的阻抗，單位為伏特，可轉換為阻抗。
X軸為單次輸入階躍信號造成的模擬信號反射，參照圖1對信號進行比較。這些信號的長度代表通過不同元件的延時。
MAX9979的傳輸延時測量
按照以下六個步驟進行傳輸延時測量。
第1步：測量連接DUT1節點到CSA8000垂直輸入的2in長SMA電纜的延時(圖6)。
圖6. 2in SMA電纜的CSA8000 TDR
測量時：
將2in長SMA-SMA電纜連接至80E04 TDR模塊的一路輸入，另一端保持開路。
利用TDR的下拉菜單進行測量。
注意，這看起來很像圖1中的“開路”示例。此處測得的延時為804ps，由于是兩倍的電纜延時，所以電纜延時為402ps。
還需注意的是，第2級階躍實際為頂部和底部之間的一半。根據TDR原理，表示2in長度電纜實際阻抗為50Ω。
這條2in電纜是我們測量延時的通路之一。
第2步：測量DATA1輸入信號的PCB引線延時/阻抗。
圖7. DATA1 PCB TDR阻抗測量
從該數據可以獲得以下幾項信息：
圖7與圖5中的仿真曲線相同，證明了模型的準確性。
光標用于測量線路阻抗。第1級階躍為49.7Ω，代表CSA8000電纜。與我們的預期結果一致。
第二光標顯示97.8Ω，為MAX9979內部DATA1/NDATA1兩端的100Ω電阻(參見圖4)。與我們的預期結果一致。
第2級階躍阻抗不是50Ω。這一級為DATA1 PCB阻抗，大約為63Ω。這意味著DATA1和NDATA1的PCB引線不是我們所希望的50Ω。
大幅值為150Ω，是額外的50Ω電纜和100Ω電阻，只存在于第3級反射。
該測量可以簡化為：
將12in SMA電纜的一端連接至CSA8000。將電纜另一端連接至MAX9979EVKIT的DATA1 SMA輸入連接器。
將NDATA1的SMA連接器通過SMA接地，從圖4可以看出這一點。12in SMA電纜的長度與延時測量無關，但應盡可能短。
無需對MAX9979EVKIT供電。該測量針對焊接到電路板上的MAX9979進行，但不需要上電。有些用戶更喜歡使用沒有焊接器件的電路板進行測量。斷開MAX9979將產生更清晰的3級階躍信號，仿真圖1所示開路狀態。兩種配置下，實際時間測量結果相同。
圖8. 波形與圖7相同，但為擴展后的波形，測量延時。
圖8所示，測量第2級階躍—DATA1 PCB引線延時。注意：
第1級階躍為電纜，我們對其延時并不感興趣。
測量值為1.39ns，PCB延時為該值的一半，或為0.695ns。這一延時確實大于模型的延時，但我們僅利用模型估算延時加以比較。
測量在信號的傾斜沿進行。這些傾斜沿代表電路板SMA和MAX9979 DATA1引腳的電容效應。因此，在這些傾斜沿之間進行測量能夠確保測試結果包含了SMA和PIN延時。還需注意的是，波形中存在凸峰：這是SMA連接器與電路板之間的電感產生的。由此，需要在凸峰之前進行測量，以確保獲取完整的電路板延時。進一步的TDR測量讀數將突顯這些電容和電感造成的傾斜沿和凸峰。
第3步：測量DUT1輸出信號的PCB引線延時/阻抗。
圖9. DUT1 PCB TDR延時和阻抗測量
圖9所示示波器波形是采用與圖7、圖8相同的設置產生的。我們現在采用一條2in長SMA電纜連接CSA8000 80E04模塊和MAX9979EVKIT的DUT1 SMA。注意：
第1級階躍表示2in電纜。TDR信號為0.5V，第1級階躍為250mV。說明我們電纜的阻抗為50Ω，與預期情況一致。
DUT1延時是在兩個傾斜沿之間進行測量得到的，與上述DATA1測量說明相同。然而，需要注意的是：這些傾斜沿之間的電平同樣為50Ω。該值表明較短的DUT1 PCB金屬線非常接近于理想的50Ω。
從上述內容得到DATA1引線阻抗為63Ω，DUT1節點阻抗為50Ω。這意味著DATA1輸入的金屬線寬比DUT1輸出的線寬窄。理想情況下，它們應該相同。TDR測量發現了這一差異，這不一定是系統錯誤。DUT1引線阻抗稍高是由于較窄的金屬線造成的，但它同時也減小了DATA1金屬線的電容。數據線是最長的引線，為了保證最寬頻帶的要求，該電容應盡量小。
DUT1的PCB延時很難測量，其阻抗與電纜相同。如果MAX9979沒有焊接到電路板上，我們將看到“開路”狀態的三級階躍信號。但是，在焊接了MAX9979的條件下仍然可以測量到這一延時。通過檢查電容效應產生的傾斜沿，可以看出SMA連接器在電路板的焊接位置以及MAX9979 DUT1引腳的位置。我們同樣可以查看SMA連接器電感產生的凸峰，確認它處于兩個傾斜沿之間。解決了這些問題，可以測得延時為360ps，將該值減半，得到實際DUT1 PCB電路板的延時，該延時為180ps。
第4步：用兩條相同的SMA電纜連接差分信號發生器，測量CSA8000的基線延時。
圖10. 測量來自發生器的DATA1/NDATA1信號
圖10所示，C1和C2是兩個互補PECL信號，幅值大約為450mV。這些DATA1和NDATA1信號直接由外部的信號發生器產生，送入CSA8000輸入。我們采用CSA8000的20GHz采樣探頭，從該數據可得出以下結果：
M1是差分信號C1 - C2的數學計算值，幅值為900mV，10%/90%上升和下降時間接近于700ps。這意味著DATA1/NDATA1信號上沒有任何干擾。
我們還對Crs或M1差分信號的過零點進行測量，測得數據為29.56ns。觸發示波器，我們僅關注這些過零點中的一個。給MAX9979上電，然后測量相同過零點，因為它是通過整個電路板的延時。
該延時還包括兩條輸入電纜的延時，因為這些電纜也被用于測量通過電路板的信號延時，其延時相互抵消。盡管如此，最好還是使用盡可能短的電纜，只是該延時對傳輸延時測量并不重要。
第5步：MAX9979EVKIT上電。
圖11. MAX9979上電并為CSA8000的50Ω負載產生3V信號
將DATA1和NDATA1信號連接至已上電的MAX9979EVKIT的DATA1/NDATA1輸入。使用與第4步相同的電纜。按照傳輸延時測量技術資料的規定，將MAX9979設置為規定的0V至3V信號，并將輸出端接至50Ω。本例中，50Ω負載為CSA8000輸入，從圖11獲得的數據點顯示：
當前的輸出信號幅值為0V至1.5V，與預期情況一致，由于50Ω負載的存在而被除以2。
上升和下降時間完全在MAX9979的技術指標范圍內。由此，我們可以確認由干凈、有效的DATA1/NDATA1驅動產生完好、干凈、有效的輸出。
CSA8000保持與第5步相同的設置，觸發方式與第4步相同。我們可以看到過零點為33.77ns。
第6步：計算MAX9979的傳輸延時。
通過MAX9979EVKIT的總延時為：
33.77ns - 29.56ns = 4.21ns
計算測量結果：
減去0.695ns的DATA1 PCB引線延時，所得延時為3.515ns。
減去0.18ns的DUT1 PCB引線延時，所得延時為3.335ns。
減去CSA8000的2in電纜延時，該延時為402ps，所得延時為2.933ns。
MAX9979技術指標中，這種配置下的標稱延時為2.9ns。這里，我們可以得到焊接了MAX9979的評估板的延時為2.933ns，非常接近于預期值。
總結
以上分析表明利用TDR測量傳輸延時具有以下優勢：
傳輸延時測量結果非常準確。
無需有源探頭(避免由此引入的誤差)。
簡單技巧可用于絕大多數傳輸測量。
阻抗測量保證正確的連接器和PCB引線阻抗。
利用TDR信號能夠分析信號通路的附加電容和電感，必要時可作為重新設計的反饋信息。
簡化模型和仿真工具確保獲得正確結果，并可驗證測量配置。
采用良好的測試方法測量關鍵指標。
隨著信號速率的提高，時序測量的誤差和錯誤會造成不正確的電路規劃、器件選擇及系統設計。高速測量中保持良好的方法能夠避免亡羊補牢造成的損失。本文著重強調了這些良好的設計習慣。
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