發布日期：2022-10-09 點擊率：57
MOSFET是開關電源中的重要元器件，也是比較難掌握的元器件之一，尤其在LLC，LCC軟開關的設計中，對于MOSFET元器件本身的理解尤其重要，理解透徹了，也就應用自如了。本文會從理論上對MOSFET的重要設計參數進行介紹。
1. 功率損耗
MOSFET的功率損耗主要受限于MOSFET的結溫，基本原則就是任何情況下，結溫不能超過規格書里定義的最高溫度。而結溫是由環境溫度和MOSFET自身的功耗決定的。下圖是典型的功率損耗與MOSFET表面結溫（Case temp.）的曲線圖。
一般MOSFET的規格書里面會定義兩個功率損耗參數，一個是歸算到芯片表面的功率損耗，另一個是歸算到環境溫度的功率損耗。這兩個參數可以通過如下兩個公式獲得，重點強調一點，與功耗溫度曲線密切相關的重要參數熱阻，是材料和尺寸或者表面積的函數。隨著結溫的升高，允許的功耗會隨之降低。
根據最大結溫和熱阻，可以推算出MOSFET可以允許的最大功耗。
歸算到環境溫度的熱阻是布板，散熱片和散熱面積的函數，如果散熱條件良好，可以極大提升MOSFET的功耗水平。
2. 漏極（溝道）電流
規格書中會定義最大持續漏極電流和最大脈沖電流，如下圖。一般規格書中最大脈沖電流會定義在最大持續電流的4倍，并且隨著脈沖寬度的增加，最大脈沖電流會隨之減少，主要原因就是MOSFET的溫度特性，這一點可以從之后講到的安全工作區圖形中清楚看到。
理想情況下，理論上最大持續電流只依賴于最大功耗，此時最大持續電流可以通過功率公式（P=I^2 R）推算出。如下式：
然而實際中，其他條件會限制理論上計算出來的最大持續電流，比如銅線直徑，芯片工藝與組裝水平等。比如上式中計算的最大持續電流為169A，但是考慮到其他約束條件，實際只能達到100A。所以制造商的工藝水平某種程度上決定了設計余量，知名廠商往往強項就在于此。下圖就是實際的持續電流與結溫的關系曲線圖，脈沖電流是由安全工作區決定的。
3. 安全工作區
安全工作區可以說是MOSFET最重要的數據，也是設計者最重要的設計參考。下圖是典型的安全工作區圖形。
由上圖可知，MOSFET的SOA實際上有5條限制線，這5條限制線決定了SOA的區域。細節如下圖：
1）Rdson限制線
Rdson限制線是Vds和Ids的函數，這天直線的斜率就是MOSFET的最大Rdson（Vgs=10V, Tj=150℃），因此Rdson限制線可以由下式給出：
由上式可知：
因為隨著 Vgs降低Rdson會增加，因此對于較低的Vgs,Rdson限制線會向下移動。
因為Rdson會隨著Tj的降低而增大，因此對于Tj小于150C的情況，Rdson會向上移動。
2）封裝限制線
當順著Rdson向著更大電壓和電流的方向移動就會到達封裝限制線。不同封裝的MOSFET和工藝水平決定了這條線的水平。封裝限制線并不隨著溫度變化而變化。
3）最大功率限制線
封裝限制線之后就是最大功率限制線，這條線的規則就是MOSFET功耗產生的溫升加上25C不能超過MOSFET的最大結溫，比如150C。MOSFET的散熱條件對這條限制線影響很大，因此與溫度相關的變量，比如熱阻，Tc和功耗也就限制了應用。
可以得出：
Ids受限于最大結溫Tj，最大允許溫升是由Tj和Tc之差決定的。
Ids受限于熱阻ZthJC的影響，脈沖情況下的ZthJC是由脈沖長度與占空比決定的。
4）溫度穩定（不穩定）限制線
跟隨者最大功率限制線就是溫度不穩定限制線，這條限制線是設計者比較容易忽視的限制線。要深入理解此條限制線，需要理解MOSFET溫度不穩定的條件是什么。MOSFET溫度達不到穩定狀態，意味著隨著溫度的變化，MOSFET產生的功耗快于MOSFET耗散的功耗。也就是如下公式：
在這樣的條件下，MOSFET的溫度達不到穩定狀態，進一步分析公式：
由此得出：
通常情況下，Vds可以認為隨著溫度變化基本不變，Ids/T稱為溫度系數。由于Vds>0, 1/ZthJC(tpulse)>0, 因此如果發生不穩定，也就是上式要成立，有且只有溫度系數Ids/T>0才有可能發生。但是怎么從MOSFET的規格書中得到這一信息那？大多數規格書中并不會直接給出這個溫度系數的。但是可以從其他曲線中推導出來。比如規格書中Ids over Vgs的曲線（不同溫度下）。舉例說明，如下圖所示，分別畫出了在25C Tj和150C Tj情況下的曲線。由圖中可以看出，Vgs=2.5V下，Ids隨著溫度的增加而增加，也就意味著Vgs=2.5V下，溫度系數為正。在Vgs=3.5V下，Ids隨著溫度的增加而減小，也就意味著Vgs=3.5V下，溫度系數為負。25C曲線和150C曲線的交叉點被稱為零溫度系數點（ZTC），很顯然，只要Vgs小于ZTC交叉點，就會發生溫度的不穩定。
溫度系數由正溫度系數變為負溫度系數理論上是兩個參數互相競爭的結果。一方面Rdson隨著溫度的升高而變大，另一方面Vth隨著溫度的升高而減小，在溫度較高的時候，Rdson起主導，因此溫度升高，電流減小。溫度較低的時候，Vth起主導。溫度升高，電流升高。
溫度的不穩定區域發生在Vgs小于ZTC對應的臨界點，ZTC是MOSFET跨導的函數，MOSFET的跨導越大，ZTC對應的Vgs也越高。而現在的MOSFET的工藝，尤其是CoolMos或者DTMOS，跨導會越來越大，因此對于Vgs的設計也至關重要。
5）擊穿電壓限制線
SOA的右半面就是擊穿電壓限制線，也就是BVDSS。BVDSS是Tj的函數，這一點要格外注意，尤其在低溫應用的時候，BVDSS會衰減，確保低溫下，電壓應力滿足要求。
4. 最大瞬態熱阻抗-ZthJC
熱阻抗由兩部分構成，一部分是熱態電阻Rth，另一部分是熱態電容Cth。
RthJC是從芯片的結到達表面的熱阻，這個路徑決定了芯片本身的溫度（功耗、熱阻、Tc）。
ZthJC同時也考慮了Cth無功功率帶來的溫度影響。這個參數通常用來計算由瞬態功耗帶來的溫度累加。
5. 典型輸出特性
MOSFET的典型輸出特性描繪了漏極電流Id在常溫下與Vds和Vgs的關系。
對于MOSFET工作于開關的應用，應該使得MOSFET工作在“ohmic”區域，劃分ohmic區域與飽和區域的臨界線是由Vds=Vgs-Vgs(th)決定的。
6. Rds(on)
Rds(on)是漏極電流Id的函數，由MOSFET的典型應用曲線以及歐姆定律可以得到：
從曲線可以看出，Vgs對于Rds(on)起著至關重要的作用，對于MOSFET，一定要使得MOSFET徹底開通，不能設計在欠驅動狀態。一般而言，對于功率型MOSFET，10V的驅動電壓是比較推薦的。
另外Rds(on)也是Tj的函數，一般可用如下公式進行計算：
a是依賴于溝道技術參數，工藝和使用技術定下來，a是常量。比如英飛凌的OptiMOS功率MOSFET, a可以取值0.4。
7. 跨導
跨導反映了漏極電流Id對于Vgs變異的敏感程度。
對于應用MOSFET做自激諧振的線路里面，跨導參數的大小起著重要的作用。
8. 門極門檻電壓Vth
門檻電壓Vth定義在出現指定的漏極電流下的驅動電壓。MOSFET的量產線上，Vth是在25C溫度下，Vds=Vgs，漏極電流是uA級別下測量的。
門檻電壓會隨著溫度的升高而減小，如下圖所示：
9. 寄生電容
MOSFET的寄生電容由三類，它們分別是門極源極電容，門極漏極電容以及漏極源極電容。這些電容不能直接測量到，它們是通過測量輸入、輸出和反向傳輸電容等參數然后計算得到。這三類寄生電容之間的關系如下：
這三類電容是漏源電壓（Vds）的函數，它們會隨著Vds的變化而變化，主要原因在于當Vds變化時，溝道的空間大小會隨著改變，因此寄生電容也就隨之改變。
10. 反向二極管特性
MOSFET都有一個寄生的反向二極管，這個二極管的相關參數會有MOSFET的規格書給出，如下：
二極管正向持續電流：最大允許的正向持續電流，定義在25C，通常這個電流等于MOSFET的最大持續電流。
二極管脈沖電流：最大允許的最大脈沖電流，通常這個電流等于MOSFET的最大脈沖電流。
二極管正向壓降：二極管導通時，在規定的IF下測到的MOSFET源漏極間壓降。
反向恢復時間：反向恢復電荷完全移除所需要的時間。
反向恢復電荷：二極管導通期間存儲在二極管中的電荷。二極管完全恢復到阻斷狀態之前需要移除這些存儲的電荷。開
關是電流變化的速率越大（di/dt），存儲的反向恢復電荷就越多。
其中反向恢復時間trr是設計LCC，LLC諧振線路拓撲中需要重點看的參數之一，原因在于基本所有的LCC和LLC諧振線路，在啟動過程中，前幾個周期都會存在二極管反向恢復過程中另一個MOSFET已經開通，這個時候就會通過很大的di/dt，如果寄生的反向二極管能力不夠，MOSFET就會擊穿而失效。
另外寄生二極管的正向電流If是源漏電壓Vsd的函數，如下：
11. Avalanche特性
脈沖avalanche電流大小Iav與脈沖avalanche時間tav的關系如下圖：
Avalanche 電流于avalache 時間是由MOSFET的最大結溫以及avalanche能量限定的。Avalanche 的脈沖寬度長，允許的avalanche 的電流就越小。
12. 源漏擊穿電壓
源漏擊穿電壓是Tj的函數，這個特性往往被設計者忽略，尤其產品設計是寬溫的應用情況，需要考慮MOSFET低溫下擊穿電壓的derating。
13. 典型的門極驅動
以下是典型的門極驅動波形：
14. 開關特性
下表列示了典型的MOSFET規格書中定義的開關時間：
具體開關時間的定義如下圖：
參考文獻：Infineon Application Note 2012-03
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