發布日期：2022-07-14 點擊率：44
數字功率控制提供了一種增加服務器功率轉換效率并簡化設計的方法。采用數字環路控制可設計出更具效率的降壓轉換器,也能提高各相位的電流容許量。通過使用一種獨特的柵極驅動控制算法的數字控制IC,單相同步降壓轉換器在低電壓下能提供40A的電流。與現有解決方案相比,此設計方案的效率提高了2%。
改進的降壓轉換器
人們通常認為功率轉換器數字方案的效率低于模擬方案的效率,但是新型數字PWM控制器能獲得同于或高于傳統模擬控制器設計的效率。與此同時,新型數字PWM控制器還可以擴展其性能界限。
與標準降壓轉換器不同是,這種設計增加了與第一個功率鏈并聯的第二個功率鏈(圖1)。這種設計以Zilker Labs的ZL2005數字功率控制器為基礎,仍然是單相IC,但包含第二組MOSFET和第二個電感。由于采用能調節死區時間控制的柵極驅動控制數學算法,這種設計獨特的控制器不但可以優化效率,還可在單相工作狀態下輸出高電流。該設計可輸出40A電流,高于單相控制通常輸出的20A～30A。
這個轉換器被設計成將12V輸入轉換為或1V輸出,輸出電流高達40A。它的主要設計目的是盡可能提高效率,同時保持理想的瞬態特性。最大輸出紋波的目標值為10mV,目標的瞬態響應是在25%電流負
載下保持在輸出電壓的3%以內。
這種雙功率鏈設計允許使用標準的元件,因為多數可用的電感的額定值都是30A。它也可以使用普通電感。由于設計針對效率而進行了優化,因此有必要對降壓轉換器內消耗功率的所有設計點進行審查。
與標準降壓轉換器設計一樣,降壓轉換器改進后的功率級中的每個元件都會消耗功率。輸入和輸出電容以其等效串聯電阻(ESR)消耗功率,大小與所流過的紋波電流成比例。
電感線圈和磁芯材料的損耗會消耗功率。磁芯損耗與流過電感的紋波電流和紋波頻率成比例。同步MOSFET (QL)以兩種方式消耗功率:一是大小等于電流的函數的通道電阻
(RDSON),二是MOSFET導通/關閉所需的柵極驅動電流。
柵極驅動電流損耗與頻率成比例。同樣,控制MOSFET (QH)也因其RDSON和柵極驅動電流而消耗功率,在其導通和關閉的瞬間也會消耗功率。在導通和關閉轉換過程中消耗的功率稱作開關損耗,它與頻率成比例。許多功率級元件的損耗都與頻率成比例,增加頻率就會增加功耗,從而降低效率。控制MOSFET(OH)的導通時間可決定輸入電壓和輸出電壓的轉換比。當QH關斷時,電感電流繼續流過同步MOSFET OL。為避免輸入電壓電源短路,ZL2005必須確保QH和QL不同時導通(即交叉導通)。QH和
QL都關斷的時間稱作死區時間。
圖1
在死區時間期間,電感電流必須流過QL中的寄生漏極二極管。該二極管的電壓降和產生的功耗大于電流流過QL漏極所產生的電壓降和損耗。因此,應使死區時間降低到最小值,但不能降低到使MOSFET交叉導通的程度。這種情況能使高壓側柵極驅動(GH)的上升沿轉換和下降沿轉換時都有最佳的死區時間。如果MOSFET的時序在任一方向偏離此最佳值,效率都將會降低
。
死區時間控制
Zilker Labs的數字直流(Digital-DC)技術整合了可在功率級效率基礎上連續優化MOSFET死區時間的算法。具有這種功能的典型模擬PWM試圖使死區時間最短,但這樣做可能使死區時間變得太短,從而出現交叉導通,這是由于MOSFET電容特性的差異(可能很大)而引起的。
相反,數字直流架構則在給定輸入/輸出電壓比的基礎上,通過尋找最低占空比,不斷試圖優化效率。這種最小占空比下的效率最高。需要注意的是,最佳效率點并非總出現在死區時間最短的情況下。
此外,該算法能捕捉FET電容或其它參數的變化,并在計算中給予補償。另外值得一提的是,ZL2005的控制環全部以混合信號硬件實現。在實時處理環路控制信號時,不存在微控制器塊或DSP功能干擾,
這樣便可以獲得模擬控制器的性能,卻沒有通常與純數字電路實現相關的額外功率損耗和高的時鐘頻率。
在ZL2005中,輸出電壓誤差信號通過一個A/D轉換器進行轉換,并通過器件控制算法進行處理。本設計采用的控制器混合PWM方法來處理得到的數字信息,并將時序信息(占空系數D和其補碼D’) 轉譯成PWM驅動器的輸入。一種專利架構和算法使這種占空比信息特別準確,精度達0.3μs(200kHz)～30ps(2MHz)。
盡管超出了本文討論的范圍,但這種數字直流架構也能在不增加額外元件的情況下實現功率管理功能,如跟蹤、預留余量、監測以及排序。為控制這些功能,ZL2005支持PMBus標準指令集。控制器運行也可以通過引腳跨接來配置,在本降壓轉換器設計中就是采用了這種方法。
效率優化
降壓功率級的設計要求在尺寸、效率、電氣性能和成本間進行權衡考慮。可以在犧牲效率的情況下增加開關頻率來縮小尺寸,也可以通過采用過孔電感和電容來最大限度降低成本。不過,這些元件物理的尺寸大,電氣性能可能沒有表面貼元件好。
1、頻率選擇
必須在設計開始時就選擇工作頻率。這個頻率是起始頻率,可隨設計的進展而調節。表1匯總了普通應用中的一些頻率范圍。為使效率最高,在本例中選擇300kHz的開關頻率。
數字直流技術可使設計工程師不用改變電路板上的任何元件即可調節頻率。這樣,設計工程師就能在達到了所有其它設計目標之后,再選擇效率最高的最佳頻率。可以通過將專用引腳跨接到3個狀態中的一個(高電平、懸空或地)來將頻率調整到預定義值上。這也可以通過SMBus接口來實現,可以將頻率設置在200kHz～2MHz之間。
2．電感選擇
選擇輸出電感時必須考慮多個折衷。電感量的大小必須足夠大以實現低紋波電流(IOPP)。紋波電流低則可以使用更小的輸出電容,而同時仍能達到理想的輸出紋波電壓。高電感值將犧牲輸出瞬態負載性能,因為紋波電流低則輸出紋波低,紋波電流高則瞬態負載改變幅度時輸出偏移小,所以必須在低紋波電流和高紋波電流之間作出選擇。選擇輸出電感電流紋波等于期望的負載瞬態階躍幅度
(IOSTEP)是一個好的開始:
這樣輸出電感就可以采用下式計算,其中VINM是最大輸入電壓:
?
在40A設計(每個電感器為20A)的情況下,采用VINM=14V、IOPP=10A、FSW=300kHz和VOUT=(VOUT的取值范圍為1V至)。利用等式2,計算得到電感值為685nH。這里選擇 750nH、Ω、31A的脈沖電感器。這個電感器可提供串聯電阻相對較低(Ω)的理想電感,同時還可提供足夠的峰值和平均電流額定值。此外,還有現成的小型表面貼裝封裝可用使用這一設計原則,紋波電流IOPP將可與最大輸出電流步長要求相比。峰值電感電流(ILPK)采用下列等式計算,其中IOUT為最大輸出電流(在整個開關周期內的平均值):
一旦選好了電感,就可以計算出電感器內的ESR和磁芯損耗。使用電感制造商數據手冊中給出的ESR值,功率=ESR×ILRMS。ILRMS由下列等式計算所得:
其中,IOUT是最大輸出電流。
在大多數情況下,電感值將隨著平均負載電流的變化而發生明顯變化,電感ESR也將根據運行狀態下元件溫度的變化而變化。為達到效率目標,應考慮這兩種效應的影響。對于高電流應用,如果效率很關鍵,則選擇ESR較低的電感器尤為重要。
3．其它元件的選擇
數字技術使得設計工程師可以校準傳感元件,以適應工藝和溫度變化。當整合了內部或外部溫度傳感器(內部或外部)時,這一校準時可以得到更為準確的電流讀數。
校準可以在開發測試期間或者在電路板級終測試期間進行。可以根據傳感元件的實際測量數據調節多個參數,并將它們存儲在器件的非易失性存儲器內。這些參數包括傳感元件的增益(在如下所述的MOSFET RDSON)、偏移量(布局及傳感元件的變化)以及溫度系數(對MOSFET RDSON而言,此系數通常約為50%)。有了校準功能,選定的元件就不必因溫度變化而不得不采用超安全標準設計,從而避免不必要的功耗和額外費用。
把對輸出電流的約束條件應用到整個轉換器設計中,可以降低MOSFET、輸入和輸出電容器及電感器等其它元件的要求。在傳統模擬實現中,當將RDSON用作感應元件來設定電流限值時,該參數隨溫度發生變化可能意味著元件要按超過設計要求50%的標準來設計。當溫度從25℃上升到125℃時,RDSON將增加50%。
除此之外,設計工程師還需要考慮傳感元件的工藝偏差,此偏差可能高達30%(圖2)。這意味著對于應用在0℃～125℃整個范圍的20A系統,電流限值必須設置成平均值38A,這要求使用額定電流為45A的電感和MOSFET。通過采用溫度補償和板上校準,電流限值可能更苛刻,設置點精度優于5%。這樣,電流限值將降低到平均22A,可以選擇25A電感和MOSFET。所選的元件將更小、成本更低,而且能提供更精確的保護功能。
在考慮到這些要求后,選擇IRF6635作為低壓側MOSFET。IRF6636的額定漏電流在70°C溫度下為25A,RDSON非常低(在下為1.8 mΩ),可以最大程度地降低傳導損耗。將兩個MOSFET并聯可以提高電流,并保持器件的電流額定值(在高壓側也如此)。對高壓側MOSFET選擇IRF6636是因為它的柵極電荷(QG)低,開關損耗最小。對于輸入至輸出的降壓比很高的特定場合,高壓側MOSFET保持導通的
時間不長,大部分損耗是開關損耗。
輸入和輸出電容的選擇要滿足總體瞬態目標,并使輸入和輸出紋波電流最小。對于高紋波電流,電感值小可能導致非常大的輸出電壓紋波。同樣,如果瞬態負載階躍很大,當電感電流斜坡上升或下降到新的穩態輸出電流值時,需要相對大的電容值來使輸出電壓偏移最小。
作為起點,把輸出電壓紋波的一半分配給電容器ESR,另一半分配給電容,如下式所示:
假設1V輸出電壓的目標紋波為3mV,根據式5計算出COUT為3000μF。為提供一些設計余量,選擇輸出電容為4400μF。輸入電容主要由降壓轉換器輸入端的紋波電流決定,該紋波用下式確定:
RMS紋波電流的計算如下:
輸入電容額定值應該為以上計算出的紋波電流的1.4倍,以確保有50%的降額。建議使用額定電壓等于最高預期輸入電壓的1.1倍、ESR低的X7R或X5R電介質陶器。可以采用陶瓷和低ESR有機或聚合物電解電容的組合來降低成本和體積。通過把以上計算出的總紋波電流應用于所有的輸入電容上,可以確定每個元件的紋波電流。采用電流分流公式計算每個電容的紋波電流時,應該考慮每個電容在開關頻率下的阻抗。
通過采用上述方法,所選擇的元件都針對給定工作條件進行了優化,同時也針對成本進行了優化。設計工程師總是傾向花更多的錢購買更好的低損耗元件來進一步提高效率,然而,實用的商用方案可以在增加的成本僅占總電路成本一小部分的情況下提高效率。
效率結果
圖3給出了該降壓轉換器的測量效率。對于20A額定電流時的輸出,轉換效率高達92%以上,即使在最大電流(40A)時的曲線也非常平坦。這種高效率特性是通過多種方法來實現的。首先是采用了Zilker Labs公司的柵極驅動控制算法,并針對高壓側和低壓側MOSFET分別將死區時間動態調節到4ns和8ns。當固定死區時間時,設計工程師不得不增大這些值,以將任何工藝偏差都考慮進去并避免出現交叉導通。額外的死區時間將導致低壓側MOSFET中體二極管的傳導損耗更大。
另一個原因是采用MOSFET并聯來減少寄生電感、降低總電阻并提供更好的散熱。本例采用了兩個高壓側和兩個低壓側MOSFET。減少MOSFET數量將增加傳導損耗,而增加MOSFET數量則會增加開關損耗。
由于采用了專利引腳跨接技術,ZL2005的大多數配置和設置都無需使用任何外部元件,這就降低了功率損耗,并為改進熱性能提供更大的銅面積。驅動器強度和速度允許采用低電阻MOSFET,且不會影響效率。
電流大于20A～30A的應用一般地采用兩相方案設計。單相方案的缺點是增加了電流紋波,本例的額定輸入紋波比典型的兩相方案大50%。
在兩相方案中,雖然給定瞬態性能對輸出電容的要求較低,但輸出紋波也將降低。但是,在此電流下,選擇輸出電容器主要由電容器的總體電阻(ESR)來決定,需要的元件數量相差不多。兩相方案也需要復雜的電流平衡算法,以確保兩相電流相同。布局將變得更加重要,這也意味著要使用額外引腳來獲取電流共享信息。
采用這個單相設計所達到的動態性能完全滿足設計目標。從30A到40A的10A負載階躍(μs)會產生±30mV (為VOUT的3%)的輸出電壓偏移。表2對最近推出的多個20A到30A方案作了比較。
本設計在降低系統復雜性的同時,還將效率提高了2%至4%。
作者:Benoit Herve
產品經理
Zilker Labs公司
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